Способы термостабилизации способы термокомпенсации

Термостабилизация усилительного каскада

Для повышения температурной стабильности усилительных каскадов используют также различные способы термостабилизации.

Первый метод термостабилизации — параметрический — основан на применении термочувствительных элементов, в частности, полупроводниковых диодов (в схеме на рис. 7.2 это может быть диод, подключенный последовательно с резистором R2). При изменении температуры окружающей среды сопротивление термозависимого элемента изменяется так, что изменение тока базы или напряжения между эмиттером и базой компенсирует изменение тока коллектора. Очевидно, что характеристика такого термоэлемента должна обладать соответствующей температурной зависимостью. А так как это сделать трудно, то для обеспечения нужных характеристик в ряде случаев параллельно термоэлементу и последовательно с ним включают специальным образом подобранные активные сопротивления. Это усложняет схему, и, кроме того, с течением времени такая компенсация нарушается.

Второй метод термостабилизации — применение отрицательной обратной связи по постоянному току, причем используют как местную, так и общую обратные связи. При местной обратной связи чаще всего применяют обратную связь по току и несколько реже — обратную связь по напряжению. В схеме на рис. 7.2 применена обратная связь по току, сущность которой заключается в том, что делитель на резисторах R1, R2 задает потенциал базы и тем самым жестко фиксирует потенциал эмиттера. Так как этот потенциал обусловлен падением напряжения на резисторе Re, то тем самым задается ток эмиттера. При этом изменения параметров транзистора, изменяющие ток коллектора, изменяют соответствующим образом ток эмиттера и падение напряжения на резисторе Re. Это приводит к изменению разности потенциалов между базой и эмиттером. Ток базы при этом изменяется таким образом, что изменение тока коллектора будет в той или иной мере скомпенсировано.

Чем меньше эквивалентное сопротивление базового делителя, тем в меньшей степени потенциал базы зависит от изменений базового тока и тем лучше стабилизация. Но при малых сопротивлениях R1, R2 резко возрастает мощность, потребляемая от источника питания, и уменьшается входное сопротивление каскада.

Если необходимо иметь стабильный режим по постоянному току и максимальное усиление по переменному току, вводят достаточно глубокую обратную связь за счет увеличения сопротивления резистора Re, параллельно которому включается конденсатор большой емкости (конденсатор СЬ на рис. 7.2.

В многокаскадных усилителях для стабилизации статического режима предпочтение отдается общей отрицательной обратной связи по постоянному току, охватывающей целиком весь усилитель. При этом местные обратные связи применять нецелесообразно, так как они всегда уменьшают коэффициенты усиления отдельных каскадов и снижают эффективность общей обратной связи.

Один из способов термостабилизации режима работы германиевого транзистора структуры p — n — р показан на схеме рис. 2, а. Здесь базовый резистор Rб подключен не к минусовому проводнику источника питания, а к коллектору транзистора. С повышением температуры возрастающий коллекторный ток увеличивает падение напряжения на нагрузке Rн и уменьшает напряжение на коллекторе. А так как база соединена (через резистор Rб) с коллектором, на ней тоже уменьшается отрицательное напряжение смещения, что в свою очередь уменьшает ток коллектора. Получается обратная связь между выходной и входной цепями каскада — увеличивающийся коллекторный ток уменьшает напряжение на базе, что автоматически уменьшает коллекторный ток. Происходит стабилизация заданного режима работы транзистора. Но во время работы транзистора между его коллектором и базой через тот же резистор Rб возникает отрицательная обратная связь по переменному току, что снижает общее усиление каскада. Таким образом, стабильность режима транзистора достигается ценой проигрыша в усилении. Жаль, но приходится идти на эти потери, чтобы при изменении температуры транзистора сохранить нормальную работу усилителя.

Рис. 2 Усилительные каскады с термостабилизацией режима транзистора.

Существует, однако, способ стабилизации режима работы транзистора с несколько меньшими потерями в усилении, но достигается это усложнением каскада. Схема такого усилителя показана на (рис. 5, б). Режим покоя транзистора по постоянному току и напряжению остается тот же: ток коллекторной цепи равен 0,8 — 1 мА, отрицательное напряжение смещения на базе относительно эмиттера равно 0,1 В (1,5 — 1,4 = 0,1 В). Но режим устанавливается с помощью двух дополнительных резисторов: Rб2 и Rэ. Резисторы Rб1 и Rб2 образуют делитель с помощью которого на базе поддерживается устойчивое напряжение. Эмиттерный резистор Rэ является элементомтермостабилизации. Термостабилизация режима транзистора происходит следующим образом. По мере возрастания коллекторного тока под действием тепла падение напряжения на резисторе Rэ увеличивается. При этом разность напряжений между базой и эмиттером уменьшается, что автоматически снижает коллекторный ток. Получается такая же обратная связь, только теперь между эмиттером и базой, благодаря которой режим транзистора стабилизируется. Конденсатор создает параллельный путь, по которому, минуя резистор Rэ, идет переменная составляющая коллекторного тока, пульсирующего с частотой усиливаемого сигнала, и отрицательная обратная связь не возникает (переменная составляющая коллекторного тока уходит в общий провод). Емкость этого конденсатора должна быть такой, чтобы не оказывать сколько — нибудь заметного сопротивления самым низшим частотам усиливаемого сигнала.

Источник

Термостабилизация и термокомпенсация положения рабочей точки покоя.

Термостабилизация рабочей точки. Температурная стабилизация режима работы усилителя достигается введением в схему отрицательной обратной связи по току, напряжению или комбинированной. Для стабилизации рабочей точки при изменениях температурного режима работы транзистора схемы усилителей дополняют элементами эмиттерной и коллекторной стабилизации.

Эмиттерная стабилизация режима осуществляется при помощи ООС по постоянному току через эмиттерный резистор R_э (рис. 24, а). Ток I_э, проходя по R_э, создает на нем падение напряжения, которое действует в противофазе с фиксированным напряжением смещения, снимаемым с резистора R2делителя R1R2.С увеличением температуры возрастает ток I_э, что вызывает увеличение токов I_б и I_к. Возрастает напряжение U_R_э=I_эR_э на резисторе R_э вследствие чего автоматически повысится результирующий потенциал на базе Е_эб= —U_R₂+ U_R_э, что вызовет уменьшение токов I_э,I_б и I_к. Емкость С_э блокирует по переменному току резистор R_эблагодаря чему устраняется падение напряжения сигнала на резисторе, чем исключается ООС по переменному току и сохраняется постоянство коэффициента усиления каскада.

Коллекторная стабилизация осуществляется при помощи ООС по напряжению, которая достигается подключением резистора R1непосредственно к коллектору транзистора (рис. 24, б).С увеличением температуры и возрастанием тока I_к (от исходного значения I_o_к) увеличивается падение напряжения на R_ки соответственно уменьшается (по абсолютному значению) напряжение на коллекторе U_кэ=E_к—I_к/R_к и базе, что вызывает снижение тока базы I_б, а следовательно, и тока I_к, который стремится возвратиться к своему исходному значению I_ок.

Более высокую стабильность работы обеспечивают схемы с комбинированной ООС по току и напряжению (рис. 24, в). Обычно комбинированная обратная связь вводится лишь для постоянного тока. Чтобы исключить обратную связь по переменному току, резистор R_э(элемент ООС по току) шунтируют конденсатором С_э большой емкости.

Рис. 24. Семы температурной стабилизации режима транзистора

Термокомпенсация рабочей точки. Температурная компенсация режима предусматривает применение в схемах нелинейных элементов, параметры которых зависят от температуры. В качестве нелинейных (температурно-зависимых) элементов используют терморезисторы, диоды, транзисторы.

На рис. 25, а в делитель, подключенный к базе, вместо резистора R2 установлен терморезистор, который при нормальной температуре имеет сопротивление, необходимое для установления начального рабочего режима. Через коллектор протекает требуемый ток покоя. С повышением температуры сопротивление терморезистора уменьшается, снижается напряжение между базой и эмиттером, вследствие чего ток покоя коллектора остается постоянным. Для компенсации разброса параметров транзисторов и получения требуемой характеристики термочувствительного элемента последовательно и параллельно с терморезистором включают линейные (лучше переменные) резисторы R2, R3 (рис. 25, б).

Терморезисторы обладают неодинаковой с транзистором температурной инерционностью. Лучшие результаты при компенсации дает включение диода в качестве термочувствительного элемента (рис. 25, в).

Температурные коэффициенты напряжения эмиттерно-базового перехода транзистора и диода, включенного в прямом направлении, одинаковы. Можно подобрать приборы с одинаковым температурным изменением обратных токов, что обеспечит более полную компенсацию.

Диод V1 в схеме компенсирует температурный сдвиг входной характеристики транзистора. С повышением температуры уменьшается падение напряжения на диоде в проводящем направлении, следовательно, уменьшается напряжение смещения во входной цепи. Обратный ток коллектора-транзистора компенсирует диод V2, обратный ток которого противоположен обратному току транзистора.

Рис. 25. Схемы температурной компенсации

11.7. Усилители переменного напряжения.

Усилению сигналов соответствует нагрузочный режим работы транзистора. На рис.26, а показана простейшая схема усилителя на транзисторе типа р-n-р.

В транзисторном усилителе управляемой является коллекторная цепь, а управляющей — базовая. В коллекторной цепи транзистора имеется источник питания Е_К (-Е_К), сопротивление нагрузки транзистора R_K и разделительный конденсатор С_Р. В базовую цель включены два источника: источник переменного напряжения с амплитудой U_m_Б=U_вх и источник постоянного напряжения смещения Е_см, последний в транзисторном усилителе необходим для того, чтобы обеспечить необходимый начальный ток покоя I_К0 в цепи коллектора (рис. 26, б, в). Для этого полярность напряжения смещения устанавливают так, чтобы оно отпирало транзистор. При отсутствии отрицательного напряжения смещения ток базы I_Б =0, в коллекторной цепи транзистора протекает настолько незначительный ток, что практически транзистор можно считать запертым. Если бы в базовой цепи отсутствовал источник отрицательного напряжения, то в положительные полупериоды входного напряжения транзистор запирался и возникали бы большие нелинейные искажения. Напряжение U_БЭ изменяется пропорционально входному сигналу U_вх и в коллекторной цепи происходит пропорциональное изменение тока I_К.

Ток I_К создает на резисторе R_K пульсирующее напряжение. Разделительный конденсатор С_Р пропускает на выходные зажимы только переменную составляющую коллекторного напряжения.

Подбирая соответствующие значения Е_К, R_K и тип транзистора, можно получить на выходных зажимах переменное выходное напряжение U_вых=U_КЭ

, во много раз превышающее амплитуду U_m_Б. (R_н — сопротивление потребителя).

Эмиттерный переход транзистора при работе усилителя всегда открыт и во входной цепи протекает ток I_Б; следовательно, источник входного напряжения всегда расходует мощность. При одновременном воздействии на участок база-эмиттер двух напряжений Е_см и U_m_Б в цепи базы протекает пульсирующий ток.

Постоянную составляющую создает источник смещения, а переменную — источник входного напряжения. Мощность, потребляемая от источника входного сигнала,

Где I_m_Б и U_m_Б — соответственно амплитудные значения тока и напряжения в цепи базы.

Полезная мощность, выделяемая в коллекторном нагрузочном резисторе усилителя,

Коэффициент усиления по мощности

Коэффициент усиления по току

Рис. 26. Схема усилителя на транзисторе с ОЭ (а), динамическая выходная характеристика транзистора (б), изменения тока на выходе усилителя (в)

11.8. Требования к предварительным, промежуточным и конечным каскадным усилителям.

Каскады предварительного усиления (КПУ) повышают уровень сигнала до значения, необходимого для нормальной работы оконечного или предоконечного каскада. Выполняются КПУ на дискретных элементах (транзисторах, лампах) или на ИМС либо по интегральной технологии.

Основной особенностью КПУ является работа при малых уровнях сигнала. При слабых сигналах связь между мгновенными значениями токов и напряжений на рабочем участке входной характеристики УЭ можно считать линейной. Обычно УЭ КПУ работают в режиме А, при котором нелинейные искажения весьма малы.

Особенности промежуточных каскадов рассмотрим на микросхеме К140УД7 (рис.27). Промежуточный каскад выполнен на транзисторах V14, V16. Сигнал на базу V14 поступает с выхода ДУ. Чтобы входное сопротивление промежуточного каскада не шунтировало динамическое сопротивление нагрузки ДУ, транзистор V14 включен с ОК. Транзистор V16 включен с ОЭ. Его нагрузкой служит высокое динамическое сопротивление источника фиксированного тока ИФТ (генератора стабильного тока ГСТ) на транзисторе V15. В результате промежуточный каскад обеспечивает высокое (примерно 200) усиление. Режимный ток V15 задается со схемы ДУ на базу V15. С помощью конденсатора С осуществляется внутренняя коррекция с фазовым запаздыванием. Чтобы не снижать усиления промежуточного каскада, к нему подключен эмиттерный повторитель ЭП (на верхнем эмиттере двухэмиттерного транзистора V19) с высоким входным сопротивлением. Нагрузкой ЭП служит параллельное соединение динамического сопротивления ГСТ (на верхнем коллекторе V15) и входного сопротивления выходного двухтактного каскада на транзисторах V23, V24, включенных с ОК. Напряжение смещения на транзисторы двухтактного выходного каскада (с температурной компенсацией положения точки покоя) обеспечивают транзисторы V17 и V18. Смещение устанавливается подбором тока V19 (выбором площади верхнего коллектора V15).

Рис. 27. Схема каскадов операционных усилителей.

Оконечный каскад усилителя должен обеспечить требуемый уровень сигнала в нагрузке при допустимых линейных и нелинейных искажениях. При активной нагрузке оконечный каскад должен обеспечивать необходимую мощность сигнала, а при реактивной (например, емкостной) — необходимое выходное напряжение.

Оконечные каскады работают при высоком уровне сигнала, что вызывает необходимость использовать мощные УЭ с высоким потреблением энергии от источника питания. В этом случае важно снизить мощность, рассеиваемую на УЭ, и обеспечить их удовлетворительный температурный режим, получить более высокий к. п. д. и повысить экономичность усилителя. Получение в оконечном каскаде требуемых выходной мощности и к. п. д. при минимальных нелинейных искажениях достигается выбором типа УЭ, способа его включения и режима работы, а также вида межкаскадной связи.

Для получения наибольшего усиления по мощности УЭ включают с общим эмиттирующим электродом. Включение транзистора с ОБ позволяет снизить уровень нелинейных искажений. Однако получаемый меньший коэффициент усиления мощности требует большего усиления в предоконечном каскаде усилителя. Включение транзистора с ОК. обеспечивает согласование выходного сопротивления каскада с малым сопротивлением нагрузки. Электронные лампы в оконечных каскадах обычно включают с общим катодом, при котором обеспечивается возбуждение каскада сигналом с малой амплитудой.

Однотактные оконечные и предоконечные каскады по способу подключения входного сигнала и нагрузки подразделяются на трансформаторные и бестрансформаторные. УЭ обычно в них включают с ОЭ, ОИ, ОК. В однотактных каскадах УЭ работают, как правило, в режиме А, в двухтактных — в режимах А, В или С.

11.9. Схема и работа однотактных усилителей.

Схемы однотактных оконечных каскадов усиления различаются типом и способом включения УЭ, видом цепей межкаскадной связи и выходного устройства. В качестве входных устройств используют обычные межкаскадные цепи. Выходные цепи оконечного каскада выбирают исходя из ряда требований. Выходная цепь должна рассеивать небольшую часть мощности, потребляемой от источника питания, и с небольшими потерями передавать мощность усиливаемого сигнала от УЭ в нагрузку. Выходная цепь должна обеспечить согласование фактического сопротивления нагрузки усилителя с оптимальной нагрузкой выходной цепи.УЭ.

Каскад с непосредственным включением нагрузки в выходной цепи УЭ (рис. 28,а) схемно прост, отсутствуют потери мощности и нелинейные искажения, вносимые выходным устройством. Однако при непосредственном включении нагрузки R_нчерез нее протекает постоянная составляющая выходного тока, вследствие чего значительна рассеиваемая мощность, невысок (около 20%) к. п. д. схемы.

В резисторном однотактном оконечном каскаде (рис. 28, б) нагрузка R_н подключается к выходному электроду УЭ через разделительный конденсатор С_р, который не пропускает через нагрузку постоянную составляющую тока УЭ. К. п. д. такой схемы мал (5—6%), поэтому такое включение целесообразно лишь при небольшой выходной мощности.

Рис. 28. Схемы выходных каскадов с непосредственным включением на нагрузки и через разделительный конденсатор

В однотактном оконечном каскаде с динамической транзисторной нагрузкой (рис. 29, а) в качестве нагрузки выходной цепи УЭ служит транзистор. Использование транзисторной нагрузки увеличивает коэффициент усиления, расширяет динамический диапазон, снижает уровень нелинейных искажений. Активным в схеме является транзистор V1, включенный с ОЭ, его нагрузкой служит транзистор V2. Коэффициент усиления по напряжению каскада с ОЭ К_н=h_21эR

/R_вх.э,— сопротивление переменному току, равное сопротивлению параллельно соединенных выходного сопротивления R_вых, активного транзистора V1, нагрузки R_н и динамического сопротивления R коллекторной цепи V1. Динамическое сопротивление нагрузочного транзистора V2 равно его выходному

сопротивлению R=R_вых2. Поскольку R_вых2 велико, коэффициент усиления К_н каскада высок.

Введение (с помощью невысокого сопротивления резистора R_э2) местной ООС по току в нагрузочном транзисторе V2 повышает выходное динамическое сопротивление R_вых2, а следовательно, — усиление каскада. Выходное сопротивление переменному току R_вых2 нагрузочного транзистора зависит от амплитуды выходного сигнала. Это позволяет компенсировать нелинейность характеристик активного транзистора V1 и уменьшить нелинейные искажения сигнала. Выходное сопротивление R_вых2 нагрузочного транзистора мало шунтирует нагрузку R_н, что позволяет повысить использование источника и уменьшить ток покоя, потребляемый активным транзистором. Режим работы нагрузочного транзистора V2 устанавливается и стабилизируется с помощью резисторов R3, R4, R_э2 и диода VD.

На рис. 29, б приведена схема усилительного каскада с динамической нагрузкой на полевых транзисторах. Активный транзистор V1 включен с ОИ, а нагрузочный V2 с ОЗ. По постоянному току оба транзистора включены последовательно. При таком включении транзистора V2 и наличии местной ОС за счет резистора R3 сопротивление динамической нагрузки, а следовательно, и коэффициент усиления каскада максимальны.

Схема выполняется на однотипных транзисторах, что улучшает температурную стабильность и облегчает выполнение каскада по интегральной технологии.

Однотактные трансформаторные каскады обладают более высоким к. п. д., который можно обеспечить соответствующим подбором коэффициента трансформации трансформатора при работе на нагрузку, как с малым, так и большим сопротивлением. Однотактные оконечные трансформаторные каскады используются лишь в режиме А.

Мощность, отдаваемая УЭ, Р

=0,5 I_m _выхU_m _вых. В режиме А при синусоидальном сигнале среднее значение за период выходного тока УЭ I_ср=I₀, а выходного напряжения — U_ср=U₀. Средняя мощность, потребляемая от источника питания, Р₀= I_срU_ср= I₀U₀. Разность потребляемой и отдаваемой нагрузке мощностей выделяется (рассеивается) на выходном электроде УЭ

Усилительный, элемент выбирают так, чтобы его допустимая мощность рассеяния P_{рас.доп}≥(1,1÷1,2) P_рас. При наличии трансформатора в выходной цепи УЭ часть мощности Р

теряется в нем. С учетом к. п. д. трансформатора η_тр мощность, выделяемая в нагрузке, .

Для выходной цепи УЭ к. п. д.

где ψ=I_m _вых/ I₀ и ζ= U_m _вых/ U₀— соответственно коэффициенты использования тока и напряжения питания.

При полном использовании ψ=ζ=l к. п. д. выходной цепи максимален и равен 0,5 (т. е. 50%).

Мощность рассеяния с учетом использования источника питания

Отсюда следует, что мощность рассеяния УЭ (при заданной полезной мощности Р

) зависит от к. п. д. выходной цепи УЭ, т. е. от использования тока и напряжения источника питания.

В транзисторных каскадах значения ψ и ζ обычно выбирают в пределах от 0,9 до 1. При ψ=ζ=0,9 Р_рас =1,5Р

В транзисторном трансформаторном каскаде, работающем в режиме А, при отсутствии сигнала на входе (U_m _вх=0), а также при обрыве и коротком замыкании нагрузки отдаваемая мощность Р

, что может вызвать нарушение теплового режима.

Рис. 29. Схемы усилительных каскадов с динамической нагрузкой на биполярных и полевых транзисторах.

На рис.30, а приведена схема оконечного трансформаторного каскада на биполярном транзисторе, включенном с ОЭ, а на рис. 30, б на семействе статических выходных характеристик обозначена рабочая область, в пределах которой должны выбираться рабочие параметры транзистора.

Напряжение покоя U_кэо обычно стремятся выбирать возможно больше, но не выше (0,3÷0,4) U_кэ _{макс.доп}. При большем U_кэо увеличивается коэффициент усиления каскада, уменьшаются нелинейные искажения сигнала, требуется меньшая мощность на входе УЭ, повышается экономичность источника питания. При малом значении напряжения U_кэо для получения заданной мощности Р

потребуется увеличить выходные I_ко и I_кти входной I_бт токи, напряжение U_бэ_т, входную мощность Р_вх. При этом снизится коэффициент усиления по мощности, а с увеличением токов I_кт и I_бт возрастут нелинейные искажения сигнала. Нелинейные искажения и к. п. д. каскада зависят от выбора рабочей точки транзистора. Ток покоя исходя из максимальной мощности рассеяния Р_рас=(2,5÷3)Р

Однотактные оконечные каскады имеют относительно малый (до 50%) к. п. д. Лучшие показатели можно получить от оконечных каскадов, выполненных по двухтактной схеме.

Рис. 30. Однотактный трансформаторный выходной каскад с ОЭ и семейство выходных статистических характеристик.

11.10. Схема и работа двухтактных усилителей.

Двухтактные каскады (ДК) содержат два УЭ, работающие в противофазе на общую нагрузку. В зависимости от способа управления УЭ различают три типа двухтактных каскадов.

Каскады с параллельным управлением двухфазным напряжением сразу двух плеч схемы от одного источника сигнала Плечи схемы выполняются на однотипных УЭ. Двухфазное напряжение сигнала получают от специальных фазоинверсных каскадов или от трехобмоточных трансформаторов. Такого типа каскады используются в трансформаторных усилителях.

Каскады с параллельным управлением однофазным входным напряжением, в которых входной сигнал подается сразу на оба плеча схемы от одного источника сигнала. Противофазная работа плеч достигается применением в них разноструктурных (р-п—р и п-р-п) транзисторов. Такие каскады широко применяются в бестрансформаторных усилителях.

Каскады с последовательным управлением однофазным напряжением. В этих каскадах напряжение от источника сигнала подается на вход одного (ведущего) плеча, с выхода которого сигнал подается на вход второго (ведомого) плеча. Обычно плечи схемы выполняют на однотипных УЭ с бестрансформаторным выходом.

Двухтактные каскады (ДК) первых дв)ух типов выполняют на транзисторах, включаемых с ОЭ и ОБ; в бестрансформаторных — с ОЭ и ОК. В первых двух типах ДК УЭ работают в режимах А или В, в третьем — в режиме А.

На рис. 31 приведены транзисторные двухтактные оконечные каскады на транзисторах, включенных с ОЭ с резисторно-емкостной связью с предоконечным каскадом (рис. 31, а) и с трансформаторной связью (рис. 31, б).

В усилительных каскадах использована эмиттерная стабилизация. Схема с резисторно-емкостной связью (рис. 31, а) имеет индивидуальные для каждого транзистора делители смещения R1R2; при трансформаторной связи делитель R1R2 общий на оба

транзистора. Для симметрирования плеч двухтактной схемы и дополнительной стабилизации в каскад могут включаться резисторы R_э‘ и R_э«. При работе УЭ в режиме В резисторы R_э,R_э‘ и R_э«отсутствуют. Иногда резисторы R1 или R_э делают регулируемыми, что позволяет выравнивать коллекторные токи плеч схемы. На входе схем действуют равные по величине, но противофазные напряжения возбуждения u_вх1 и u_вх2.

Свойства двухтактных схем. Проанализируем свойства двухтактных схем на примере трансформаторной схемы транзисторного оконечного каскада с параллельным управлением двухфазным напряжением (рис. 31, а). При косинусоидальном входном сигнале напряжения, снимаемые с вторичных полуобмоток трансформатора Tp1,противофазны

Под действием этих противофазных напряжений токи в коллекторных цепях транзисторов V1 и V2 можно представить в виде ряда Фурье

Учитывая противофазность напряжений на входе, ток i_к2 получим заменой в выражении (38) значений ωt на ωt+π:

Выходные токи плеч i_к1и i_к2 протекают по полуобмоткам первичной обмотки выходного трансформатора Тр2 в противоположных направлениях. Противофазные токи i_к1 и i_к2 создают в выходном трансформаторе Тр2 результирующий магнитный поток, пропорциональный разности токов i_к1— i_к2. Ток в нагрузке (во вторичной обмотке Тр2) пропорционален результирующему магнитному потоку, т. е. пропорционален разности токов плеч

где к — коэффициент пропорциональности.

Рис. 31 Трансформаторные двухтактные оконечные каскады с резисторно-емкостной и трансформаторной связью

В двухтактном каскаде происходит компенсация четных гармоник токов плеч и выходной ток в нагрузке содержит только нечетные гармоники. За счет этого в двухтактной схеме мал уровень нелинейных искажений. Компенсация четных гармоник позволяет использовать в ДК экономичный режим В, при котором высок уровень четных гармоник.

Постоянные составляющие коллекторного тока I_ок1 и I_ок2 плеч схемы противофазны в первичной обмотке выходного трансформатора и в разностном токе отсутствуют, поэтому сердечник выходного трансформатора Тр2 работает без постоянного подмагничивания, что снижает его габаритные размеры, массу и стоимость.

Ток в проводах питания схемы (общих для двух плеч) равен сумме токов плеч:

и содержит постоянную составляющую и четные гармоники, отсутствии в этом токе гармоник основной частоты сигнала снижается нежелательная межкаскадная ОС через источник, упрощаются развязывающие фильтры. Переменный магнитный поток (при равенстве токов плеч i_к1=i_к2=i_к) определяется суммарной амплитудой коллекторных токов i_к1 и i_к2 Ф=к(i_к1+i_к2)=2ki_к=2k I_к _m cos ωt, так как эти токи, хотя и протекают в первичной обмотке трансформатора навстречу друг другу, но имеют противоположную полярность (рис. 32.). Под действием этого магнитного потока во вторичной обмотке выходного трансформатора будет индуктироваться э.д. с, пропорциональная удвоенной амплитуде переменного коллекторного тока, вследствие чего мощность, отдаваемая двухтактным усилителем, вдвое больше мощности каждого плеча. Двухтактные схемы с учетом отмеченных достоинств, несмотря на их усложнение, применяют в оконечных каскадах, начиная с полезной мощности в нагрузке в 2—3 Вт, а при питании от дорогостоящих элементов — и при меньших (менее 1 Вт) мощностях.

Двухтактные каскады допускают работу УЭ в режимах А и В. Наиболее часто они работают в режиме В, при котором рабочая точка выбирается в области отсечки коллекторного тока. Практически в исходном состоянии в этом режиме транзисторы заперты. При подаче даже слабого сигнала один из транзисторов отпирается.

Рис. 32. Диаграммы токов и напряжений двухтактной схемы

Смена состояний транзисторов будет происходить через половину периода усиливаемых колебаний.

На рис. 33 приведены графики физических процессов в ДКУ, работающем в режиме В. Для более эффективного использования транзисторов выбирают U_к_m≈Е_к, I_к _m≈ I_{к макс}, т. е. напряжение питания и амплитуду выходного тока ограничивают значениями

Мощность, отдаваемая всем каскадом,

Мощность, потребляемая от источника питания обоими транзисторами,

где I_{к ср}= I_{к т/π}—постоянная составляющая полусинусоидального импульса выходного тока с амплитудой I_{к т}.

Электрический к. п. д. каскада (без учета потерь в трансформаторе)

где U_к_m /Е_к=ζ — коэффициент использования напряжения коллекторного источника.

При I_к _m≥π I_{к мин} η_B=πζ/4; при полном использовании коллекторного источника (ζ=1), к. п. д. стремится к максимальному:

Отсюда следует, что выгодно работать при возможно большем использовании источника питания, так как при этом растет экономичность каскада.

Мощность, рассеиваемая на коллекторах обоих транзисторов,

По этой мощности выбирают тип транзистора. Чтобы избежать перегрузки транзисторов, мощность, отдаваемая нагрузке двухтактным выходным каскадом в режиме В, принимается

При большом уровне входного сигнала транзисторы большую часть полупериода работают в режиме насыщения с верхней отсечкой коллекторного тока, форма выходного сигнала приближается к прямоугольной. К. п. д. может достигать 90—95%, а мощность в нагрузке в 10 —20 раз превышает мощность рассеяния на коллекторе.

Рис. 33. К анализу процессов в двухтактной схеме в режиме В

Двухтактные бестрансформаторные каскады. Двухтактная схема с бестрансформаторным выходом с параллельным управлением однофазным напряжением (рис. 34, а) имеет лишь простой входной трансформатор. Управление обоими плечами осуществляется одновременно одним однофазным напряжением u_вх. В схеме используются разноструктурные (р-п-р и п-р-п) транзисторы, включенные с ОЭ.

При работе, например, в режиме В транзистор V1 открывается отрицательным напряжением на базе, a V2 — положительным. Схема двухтактная, поскольку в течение каждого полупериода сигнала один транзистор открыт, а другой закрыт. Постоянные составляющие токов обоих транзисторов I_ок1 и I_ок2 в нагрузке взаимно компенсируются, так как текут навстречу друг другу. Поскольку постоянная составляющая выходного тока I_ок через нагрузку не протекает, нагрузка подключена к общему проводу через разделительный конденсатор С_р. В схеме осуществляется последовательное питание транзисторов по постоянному току (ток протекает через оба транзистора и источник Е). Переменные составляющие токов плеч i_к1 и i_к2 в нагрузке складываются.

Схема управляется однофазным напряжением. Его можно получить от резисторного каскада с транзистором, включенным с ОЭ. Входной трансформатор из схемы можно исключить, что упростит интегральное исполнение усилителя. Вариант такой бестрансформаторной двухтактной схемы на комплементарных (разнострук-турных) транзисторах приведен на рис. 34, б. В схеме используется непосредственная связь между каскадами. Входное напряжение прикладывается между базой транзистора V3 и общим проводом. Транзисторы V2 и V3 оказываются включенными с ОК (общим электродом для входной и выходной цепей у транзистора V2 является коллектор). Выходные токи плеч протекают так же, как в каскаде по схеме рис. 34, а. При включении транзисторов с ОК должно быть u_вх> u_вых, поэтому отсутствие в схеме входного трансформатора привело к уменьшению коэффициента усиления по мощности. Диод VD в схеме обеспечивает смещение на транзисторах и температурную стабилизацию рабочей точки. Сопротивлением нагрузки транзистора V1 по постоянному току служит суммарное сопротивление R+R_VD. На сопротивлении диода R_VD создается напряжение 2U_бэо = U_бэ_V₂+ U_бэо_V₃. Сопротивлением нагрузки по переменному току служит параллельное соединение резистора R и входного сопротивления V3. При использовании мощных транзисторов в бестрансформаторном оконечном каскаде трудно подобрать близкие по характеристикам разноструктурные пары транзисторов. В этом случае двухтактную схему выполняют на составных транзисторах (рис. 35, а). Мощные транзисторы V4, V5 имеют одинаковую проводимость. Пары V2, V4 и V3, V5 составных транзисторов эквивалентны одиночным соответственно р-п-р и п-р-п транзисторам. Транзисторы V2—V5 используются в режиме В. Конденсатор С обеспечивает постоянство режима работы транзисторов при изменениях сопротивления нагрузки (вплоть до ее обрыва). Резистор R1 по переменному току подключен параллельно нагрузке, его сопротивление выбирают R1≥(30÷50)R_н.

Схема с последовательным возбуждением несимметричным однофазным напряжением (рис. 35, б) может быть выполнена на однотипных транзисторах. Напряжение сигнала u_вх1 поступает на вход нижнего (ведущего) плеча. На вход верхнего (ведомого) плеча противофазное напряжение u_вх2 снимается с резистора R5. По постоянному току транзисторы V1, V2 включены последовательно, а схемно — с ОЭ. Делитель R1R2 определяет исходный ток транзисторов, а делитель R3R4 — распределение напряжения между ними. Оконечные каскады с последовательным управлением работают лишь в режиме А. Их к. п. д. не превышает 50%. Возможность применения в схеме однотипных транзисторов облегчает изготовление усилителя по интегральной технологии.

Рис. 34. Бестрансформаторные двухтактные каскады с входным трансформатором и без него

Рис. 35. Двухтактные бестрансформаторные каскады

11.11. Многокаскадные усилители.

В большинстве случаев коэффициент усиления, полученный в одном каскаде усилителя, оказывается недостаточным для практических целей. Для получения необходимого коэффициента усиления отдельные каскады связывают между собой с помощью различных цепей связи, из которых наиболее распространены усилители с резисторно — емкостной и трансформаторной связями.

Двухкаскадный усилитель с резисторно — емкостной связью

Достоинства рассматриваемых усилителей — малый вес и габариты в связи с конструктивной простотой деталей; возможность получения незначительных частотных искажений в широком диапазоне частот. Переменное напряжение входного сигнала (рис. 36) изменяет потенциал базы транзистора VT1 относительно заземленного эмиттера, вызывая изменения его базового и коллекторного токов. Переменная составляющая напряжения на R_K₁, превышающая в несколько раз входное напряжения U_BX, через конденсатор связи С_СВ подается на базу VT2, вызывая более сильные изменения его базового и коллекторного токов, а следовательно, и более сильные изменения напряжения на резисторе R_K₂. Выходное напряжение U_ВЫХ, представляющее собой падение напряжения от переменной составляющей коллекторного тока на резисторе R_K₂, во много раз выше входного напряжения, подаваемого на первый каскад. Коэффициент усиления двухкаскадного усилителя, как указывалось выше, равен произведению коэффициентов усиления первого и второго каскадов.

Рис. 36. Двухкаскадный усилитель с резисторно – ёмкостной связью

Двухкаскадный усилитель на полевом и биполярном транзисторах

Нестабильность выходных характеристик биполярных транзисторов из-за температурного дрейфа носителей тока и малое входное сопротивление вынуждают усложнять схемы усилителей, что ведет к снижению надежности работы усилительных каскадов электронных устройств.

Для полевых транзисторов характерно отсутствие температурного дрейфа, малые шумы, высокая радиационная стойкость и большое входное сопротивление, что является важным преимуществом применения их в усилительных каскадах. Однако малая крутизна характеристики полевых транзисторов в известной степени ограничивает их применение в усилителях из-за невысокого коэффициента усиления. Поэтому целесообразно применять комбинированные каскады на биполярных и полевых транзисторах, которые позволяют получить значительное усиление, обеспечиваемое биполярными, и высокое входное сопротивление, обеспечиваемое полевыми транзисторами, что удобно для использования в устройствах с высокоомными датчиками сигналов. На рис. 37 изображен двухкаскадный усилитель на полевом транзисторе с р каналом и на биполярном транзисторе р-п-р, включенными по схеме общий исток — общий эмиттер. Данный усилитель составлен из каскадов ранее рассмотренных усилителей. Входной переменный сигнал с напряжением U_ВХ от высокоомного источника сигналов поступает на затвор и исток транзистора VT1. Соответственно изменяющемуся входному напряжению изменяется ток стока I_С. Переменная составляющая падения напряжения на резисторе R_C отводится конденсатором связи С_СВ на базу транзистора VT2, пропорционально которой изменяется ток I_К и переменная составляющая падения напряжения на резисторе R_K, отводимая конденсатором С_р2 на резистор нагрузки R_H.

Рассматриваемые ниже двухкаскадные усилители работают аналогично, отличаясь лишь междукаскадными связями, о которых будет дано соответствующее пояснение.

Рис. 37. Двухконтактный усилитель на полевом транзисторе с р каналом и биполярном транзисторе

р-п-р, включённым по схеме общий исток – общий эмиттер

Двухкаскадный усилитель с трансформаторной связью

Схема двухкаскадного усилителя напряжения с трансформаторной связью и трансформаторным выходом на транзисторах приведена на рис. 38. Она отличается от усилителей с RC-связью тем, что в ее коллекторные цепи вместо резисторов включены первичные обмотки трансформаторов Т1 и Т2. Усиленный транзистором VT1 входной сигнал передается вторичной обмоток трансформатора Т1 на базу транзистора VT2, вызывая более сильные изменения коллекторного тока транзистора VT2 и увеличение выходного напряжения, снимаемого со вторичной обмотки трансформатора Т2. Между базой транзистора VT2и вторичной обмоткой трансформатора Т1включен конденсатор С_СВ. Он предназначен изолировать базу транзистора VT2от +Е_К, которое может быть подано через вторичную обмотку трансформатора Т1,не препятствуя при этом прохождению переменного тока на базу VT2от вторичной обмотки Т1.

Достоинство схем с трансформаторной связью состоит в легком согласовании сопротивлений последующего каскада с предыдущим и в получении высокого коэффициента усиления. Основные недостатки:

— большие нелинейные искажения из-за наличия индуктивности обмоток -трансформатора;

— большая стоимость усилителя.

Рис. 38. Схема двухкаскадного усилителя напряжения с трансформаторной связью и трансформаторным выходом

Двухкаскадный резисторный усилитель

Этот тип усилителей (рис. 39) занимает промежуточное положение между усилителями с RC-связью и с трансформаторной связью. Как видно из этой схемы, оба каскада выполнены на резисторах, а трансформатор Т — согласующее устройство между каскадами. Конденсатор связи С_СВ необходим, чтобы пропускать только переменную составляющую напряжения с первого каскада на первичную обмотку трансформатора Т. Этот тип усилителя в основном обладает качествами усилителя с RC – связью.

Рис. 39. Схема резисторно – трансформаторного усилителя

11.12. Усилители постоянного тока.

11.12.1. Определение. Классификация.

Усилители постоянного тока (УПТ) могут усиливать электрические колебания со спектром частот от 0 до ƒ_в, определяемой назначением и условиями работы. По принципу действия усилители постоянного тока подразделяют на усилители прямого усиления и усилители с преобразованием. В УПТ с преобразованием усиливаемый постоянный ток преобразуется в переменный и усиливается с последующим выпрямлением (усиление с модуляцией и демодуляцией сигнала — МДМ).

Особенностью схем УПТ прямого усиления является наличие гальванической (непосредственной) связи между выходным электродом усилительного элемента (коллектором, анодом) одного каскада с входным электродом усилительного элемента (базой, сеткой) следующего каскада. При гальванической связи цепь связи между каскадами не содержит реактивных элементов (конденсаторов, трансформаторов), поэтому пропускает сколь угодно медленные изменения токов.

Гальваническая связь, хорошо передавая перепады потенциалов и медленные изменения токов между каскадами, затрудняет установку режима работы усилительного элемента, вызывает нестабильность работы самого усилителя. При изменениях напряжения источников питания, нарушении режимов работы усилительныхэлементов или их параметроввозникают медленные изменения токов, которые через цепи гальванической связи передаются на вход усилителя и приводят к изменениям выходного напряжения. Практически эти изменения выходного сигнала неотличимы от изменений, вызванных воздействием полезного сигнала на входе усилителя.

11.12.2. Балансные схемы УПТ.

Балансные схемы в сочетании с взаимной компенсацией, глубокой ООС и термокомпенсацией нелинейными элементами позволяют значительно увеличить стабильность УПТ. В большинстве случаев балансные схемы усилителей выполняют двухтактными. Для уменьшения дрейфа нуля применяются балансные схемы усилителей параллельного и последовательного типов.

На рис. 40, б приведена схема параллельно-балансного каскада. В схеме коллекторные резисторы R_к1 и R_к2 и внутренние сопротивления транзисторов образуют четыре плеча моста. К одной диагонали моста между цепями коллектор — эмиттер подключается напряжение питания, а в другую (между коллекторами) — нагрузка. Входной усиливаемый сигнал прикладывается к базам обоих транзисторов. При R_к1= R_к2 и идентичных транзисторах плечи моста симметричны. Если сигнал на входе схемы отсутствует (u_вх=0), разность потенциалов между коллекторами V1 и V2 также равна нулю. Если и_вх≠0, то потенциалы на коллекторах транзисторов получают одинаковые по значению, но разные по знаку приращения (∆U_к1 = —∆U_к2),вследствие чего в нагрузке появится ток.

Параллельно-балансные каскады могут быть использованы в качестве первых высокостабильных каскадов многокаскадных усилителей, а также в качестве выходных каскадов, если нужно получить симметрично изменяющееся напряжение (например, для отклоняющих пластин осциллографической трубки) или симметрично изменяющийся ток (например, для отклоняющих катушек электронно-лучевых трубок, обмоток реле). Высокая стабильность выходных данных объясняется тем, что изменения режима (температуры, напряжения источника и т. д.) в симметричной схеме приводят к одинаковым изменениям потенциалов на коллекторах, поэтому выходное напряжение и ток в нагрузке не меняются.

В симметричной схеме ток через резистор R_э можно считать неизмененным (∆I_э1=-∆ I_э2)поэтому обратная связь в схеме невозникает. Регулировкой сопротивления резистора связки R1 с отводом средней точки можно уменьшить колебания токов коллекторов. Резистор R1, являясь сопротивлением обратной связи, снижает усиление, однако он предотвращает запирание одного из транзисторов при малейшем разбалансе базовых потенциалов, чем расширяет динамический диапазон входных сигналов.

Балансные каскады последовательного типа на транзисторах распространения не получили, так как обладают большим дрейфом нуля, поэтому здесь не рассматриваются.

Рис.40. Схема УПТ с параллельно балансным каскадом

11.12.3. Дрейф нуля и его снижение.

Изменения выходного напряжения, обусловленные внутренними процессами в усилителе (нестабильностью напряжения источников питания, нестабильностью параметров активных и пассивных элементов схемы, изменениями температуры окружающей среды и т. д.) и не связанные с входным напряжением, называют дрейфом нуля усилителя. Абсолютный дрейф нуля характеризуется максимальным изменением выходного напряжения, если отсутствует сигнал на входе (при замкнутом входе) усилителя за определенный промежуток времени. Напряжение дрейфа, приведенное к входу усилителя, равно отношению напряжения абсолютного дрейфа к коэффициенту усиления усилителя:U_др.вх=U_{др.вых.макс}/К.

Приведенное к входу напряжение дрейфа U_др.вх ограничивает минимально различимый входной сигнал; по существу напряжение дрейфа определяет чувствительность усилителя. Для нормальной работы усилителя напряжение дрейфа не должно превышать заданного минимального напряжения усиливаемого сигнала. Если напряжение дрейфа на входе усилителя окажется того же порядка, что и напряжение сигнала или больше его, то уровень искажений усилителя превысит допустимое значение. Это может вызвать смещение рабочей точки усилителя вне рабочей области характеристик усилительного элемента («дрейф нуля»).

Основными способами уменьшения напряжения дрейфа являются: стабилизация напряжений или тока всех источников питания, влияющих на режим усилительного каскада; применение глубокой ООС; компенсация температурного дрейфа элементами с нелинейной зависимостью параметров от температуры; применение балансных (мостовых) схем; преобразование постоянного тока в переменный и усиление переменного тока с последующим выпрямлением.

Источник